글쓴이 : JK LEE
“고맙습니다” 다음은, 2025년 11월 6일에 전달받은 텍스트를 최소 가공으로 등록하는 것입니다.
자료 공유합니다. 혹, 이미 이런 방식의 앰프를 알고 계실 수도 있겠습니다. 1950년 3월 Electronics 기사에 의하면,
1) 부궤환에 의한 게인 감소를 줄일 수 있고
2) 부궤환에 의한 위상이동이 적어져 안정적이고 고이득의 증폭이 가능
3) 대역이 좁은 저거형 출력트랜스로도 고품질의 특성이 나온다.
라고 말합니다. 안정적인 동작이 가능한 범위로의 양궤환 네트워크 설계가 키포인트일 거 같습니다.
정크나 다름이 없는, Roberts Reel to Reel 테입 진공관 앰프(12ax7 + 6AQ5)를 가지고 실험도 해 봤습니다. 이 앰프의 부궤환은 스피커에서 초단으로 가는 보통의 회로에 출력관 캐소드에서 초단 12ax7 캐소드로 연결하는 전류피드백을 혼합합니다. 이 전류 피드백을 제거하면 저역이 감소합니다.
이 앰프가 이런 방식을 사용한 이유는 출력트랜스가 작아서(정말 작음) 부족한 저역을 캐소드 전류피드백으로 보강하였다고 추측합니다. 그래도 저역의 컷오프는 상당히 높습니다. 소출력의 Reel 테잎용 이라서 저역재생의 필요성이 없었을 수도 있습니다.
손으로 그린 회로도는 실물을 보고 복원하였고, 전원 회로가 분리되어 있어서 제가 임의로 추가하였습니다.
오디오 특허 — Richard H. Dorf*
*농담입니다. 화난 항의 편지는 보내지 마세요!
Audio Engineering, 1953년 12월호
오늘날의 최고의 오디오 앰프들은 점점 더 좋아지고 있으며, 사실 성능의 관점에서 보았을 때 그것들은 앞으로 필요한 만큼 이미 충분히 좋을 수도 있다. 왜곡은 우리의 귀에 전혀 영향을 미칠 수 없을 정도로 무시해도 될 수준까지 낮아졌고, 주파수 곡선은 팬케이크처럼 평평하며, 출력 전력은 충분하고도 남습니다.
이 말은 1880년대 후반 즈음에 “만들 수 있는 모든 발명은 이미 다 만들어졌다.” 라고 누군가 말했다고 전해지는 발언과 비슷하게 들릴 수도 있다. 그러나 여기서의 그 말뜻은 전혀 그렇지 않습니다. 오디오 분야에서는 앰프의 가능한 음질을 향상시키기 위한 것이 아니라, 평범한 사람들이 팔과 다리를 잃을 만큼 비싼 값을 치르지 않고도 최적의 특성을 가진 앰프를 구현할 가능성을 높이기 위해, 앞으로도 여전히 더 많은 발명과 개발이 필요합니다. 다시 말해, 이제 우리는 원래의 음악보다도 더 충실한 음질을 가진 앰프를 가질 수 있다는 사실을 알았으니, 이제는 회로와 부품을 단순화하고 저렴하게 만들어서 모두가 하나씩 가질 수 있도록 하자는 것입니다.
앰프에서 높은 비용을 초래하는 역설적인 이유 중 하나는, 전송되어야 하는 대역폭이 보통 사람이 들을 수 있는 대역폭보다 훨씬 넓어야 한다는 점입니다. 몇몇 앰프들은 100,000사이클(cps) 이상의, 겉보기에 터무니없는 주파수까지 평탄하며, 그 정도면 심지어 박쥐조차 보청기가 필요할 것입니다. 그러나 이것은 높은 음질을 구현하는 데 핵심적인 역할을 하는 대량의 부귀환(negative feedback)을 적용하기 위해 필수적입니다. 만약 가청 스펙트럼의 양 끝 근처에서 통과 대역이 감쇠되면, 위상 변화가 발생하고, 이 위상 변화는 특정 지점에서 위상이 반전되기 때문에 피드백 루프에 발진을 초래하여 결국 시스템을 망가뜨립니다.
필자는 John M. Miller가 Bendix에 양도한 그의 특허 제2,652,458호에서 올바른 길을 택했다고 생각합니다. 이 특허는 “양(positive)과 음(negative) 피드백을 가진 증폭기”를 다루고 있는데, 그 접근법에는 공학뿐만 아니라 상식적인 면이 담겨 있으며, 겉으로 드러난 것 이상의 의미가 있습니다.
부귀환의 장점은 잘 알려져 있는데, 주파수 왜곡을 포함한 모든 형태의 왜곡 감소, 그리고 스피커 댐핑까지를 포함합니다. 최근 몇 년 사이에는 증폭기 내부에서 양의 전류 피드백을 추가하는 장점도 드러났습니다. 이를 통해 부귀환 전압으로 인한 이득 손실을 일부 줄일 수 있고, 출력 임피던스를 0 또는 심지어 음(negative)의 값까지 낮출 수 있어 거의 완벽한 스피커 댐핑을 가능하게 합니다.
문제는, 보통 최적의 양과 음 피드백을 적용하려면 매우 값비싼 출력 트랜스포머와 모든 단계에서 광대역 결합이 필요하다는 점이다. Miller의 증폭기는 음 귀환과 양 귀환 루프를 모두 가지고 있습니다. 그의 요령은 주로 두 가지입니다.
(a) 품질은 좋지만 프리미엄급은 아닌 트랜스포머를 사용할 경우, 음 귀환은 가청 대역의 극단을 지나면 결국 양 귀환으로 바뀐다는 사실을 인지하는 것,
(b) 양 귀환 루프에 아주 단순한 네트워크를 삽입하여, 음 귀환이 양 귀환으로 바뀌고 양 귀환이 음 귀환으로 바뀌는 상황에서도 증폭기가 발진하지 않도록 한 것.
그림 1은 이 발명에 따라 설계된 증폭기 회로도입니다.
증폭기 본체(기존의 6J5 전압 증폭기의 출력에서 시작하는 부분)는 6SN7-GT 위상 분리단과 6V6 출력단을 포함합니다. 진공관 매뉴얼에 따르면, 이 출력은 약 10와트 정도 출력으로 보수적으로 설정할 수 있으며, 가정용 고급 음악 시스템의 품질 기준을 염두에 두고 있습니다. 6J5 플레이트 신호는 네트워크 A(뒤에서 다시 다룰 예정)를 통과한 뒤 “자체 밸런싱” 위상 분리기에 공급됩니다. 하단 6SN7 삼극관의 그리드는 푸시풀 분리 출력단에 걸린 전압 분배기 R-R에서 신호를 얻습니다. 출력단은 전형적인 방식이며, 캐소드 저항 값은 필자가 설정했습니다. 다른 모든 값은 발명자가 제시한 것입니다.
음 귀환 루프는 출력 트랜스포머 2차에서 위상 분리 첫 번째 캐소드로 연결되는 표준 방식입니다. R과 진공관 캐소드 임피던스가 전압 분배기를 구성하여 음 귀환 계수를 결정합니다.
양 귀환 루프는 내부 루프로, 하단 출력관의 그리드에서 첫 번째 위상 분리관의 그리드로 연결됩니다. 중간 대역 주파수에서 양 귀환은 전압 분배기 R-R에 의해 고정되며(물론 일부는 6SN7 삼극관의 어드미턴스와 6J5의 플레이트 저항에 병렬로 연결된 R과 R의 영향을 받음), 양 귀환은 음 귀환 루프가 분리된 상태에서 증폭기가 임계 재생(critical regeneration) 상태에 도달하는 지점에 맞춰 조정됩니다.
음 귀환 루프를 분리하면 전체 이득은 증폭기가 불안정해지는 지점보다 훨씬 아래로 감소합니다. 그러나 높은 양 귀환 덕분에 여러 단을 사용하는 방식에서 필연적으로 따라오는 극심한 대역 경계 주파수 위상 이동의 불이익 없이, 높은 이득을 가진 증폭기를 만들 수 있으며, 당연히 더 저렴합니다.
임계 재생은 전 대역, 즉 가청 주파수 범위 전체에서 쉽게 유지됩니다. 증폭기의 고유한 낮은 위상 이동 특성 덕분에, 음 귀환 루프에 포함되어 있음에도 불구하고 저가의 출력 트랜스포머를 사용할 수 있습니다.
전체 이득은 주로 음 귀환 루프의 피드백 계수의 역함수입니다.
일반적인 피드백 이론에 따르면, 이 경우 피드백 루프 중 하나가 과부하로 무력화될 정도의 신호 레벨에 도달하기 전까지는 고조파 왜곡과 상호 변조가 무시할 만한 수준으로 유지됩니다.
발진 방지
지금까지의 방식은 이론적으로는 새로울 게 없어 보입니다. 하지만 이 이론을 실제로 구현하는 것은 항상 매우 어려웠는데, 그 이유는 유효 주파수 범위를 벗어나면 음 귀환의 특성이 변해 양 귀환으로 바뀌고, 그 결과 발진을 일으키기 때문입니다. 이에 대한 몇 가지 일반적인 해결책이 있습니다. 하나는, 증폭기의 모든 결합 요소를 설계할 때, 음 귀환 루프의 이득이 1 이상인 범위에서 주파수 응답 기울기가 옥타브당 10dB를 넘지 않도록 하는 것입니다. 그러나 이것은 특히 출력 트랜스포머 설계에 비용이 많이 듭니다. 또 다른 방법은 음 귀환 루프에 보상 네트워크를 도입하여 역 위상 변화를 적용하는 것입니다. 그러나 이 역시 비용이 많이 들고 위험할 수 있습니다.
발명자의 해결책은 음 귀환 루프는 그대로 두고, 양 귀환 루프를 제어하는 것입니다.
양 귀환 위상의 변화는 문제될 것이 없는데, 왜냐하면 그것은 단지 증폭기의 이득을 줄이고 발진 가능성을 낮추는 역할만 하기 때문입니다. 회로도에서 이 역할을 수행하는 것이 바로 네트워크 A입니다.
가청대역(mid-range) 주파수에서 루프 전송은 R4와 R5에 의해 제어됩니다. 저역 주파수에서의 전송은 C1과 C2 커패시터의 비율에 의해 결정되는데, 이 구간에서 이들은 무시할 수 없는 리액턴스를 갖게 됩니다. C1과 C2는 R1과 R4의 저항 비율과 거의 동일한 커패시턴스 비율을 갖도록 설계되어 있습니다. 아주 낮은 주파수대(즉, 음의 피드백의 위상이 틀어지기 시작해 위험해지는 구간)에서는 C1의 리액턴스가 R6의 저항보다 커지며, 이때 C1–R6 경로가 위상이동을 겸한 하이패스 필터로 동작합니다. 그 결과, 가청 저역 하한(low audio)과 서브 오디오(sub-audio) 대역에서 양(정) 귀환의 크기가 줄어들고 위상도 변하여, 주파수가 더 낮아질수록 그 귀환이 음(부) 귀환으로 바뀌게 됩니다.
이것은, 합리적인 품질의 트랜스포머와 이러한 회로의 자연적 한계로 인해 저역에서 음 귀환이 양 귀환으로 바뀌는 경향을 상쇄합니다. 양 귀환이 역전되는 지점은 최저 사용 가능 주파수보다 약간 낮은 주파수에서 시작되므로, 트랜스포머가 이 지점에서 다소 날카로운 컷오프 특성을 가지더라도, 증폭기의 이득은 발진을 방지할 만큼 충분히 줄어듭니다. 이때 피드백 손실로 인한 왜곡 증가도 문제되지 않는데, 아무도 그것을 들을 수 없기 때문입니다.
글쓴이 註) ‘low audio’ vs ‘subaudio’ (1950년대 용례) low audio: 가청 대역의 아래쪽 가장자리(예: 대략 20–50 Hz 부근)처럼, 들리기는 하지만 시스템이 불안정해지기 쉬운 저역 하한을 가리키는 표현입니다. | subaudio: 문자 그대로 **가청 하한 아래(=subsonic)**를 뜻합니다. 당시 문헌에서도 “sub-audio”/“subaudio”라는 말을 실제로 썼고, 오디오·전자 잡지에서 흔히 보입니다. 예를 들어 1953년 Audio 11월호에는 “sub-audio frequencies”가, 1952년 Electronics에도 “sub-audio”가 등장합니다. worldradiohistory.com+1. ※ 맥락에 따라 “그 시스템이 ‘유효하게’ 다루지 않는 저주파”라는 장비 상대적 의미
기술의 요지
아주 낮은 주파수로 내려가면, 네거티브 루프(전체 부귀환)는 트랜스·결합소자의 위상지연 때문에 양(정)귀환처럼 변해 발진 위험이 생깁니다. Miller는 양(정)귀환 경로에 C1–R6 하이패스/위상이동 네트워크를 넣어, 초저역·서브오디오에서 양귀환의 크기를 줄이고 위상도 앞당겨(상대위상 반전) 주파수가 더 낮아질수록 그 귀환이 음(부)귀환으로 바뀌게 해 버립니다. 그래서 저역 끝단에서의 불안정(서브소닉 흔들림, 콘 엑스커션 등)을 선제적으로 꺾어 버리는 전략이에요. 이 아이디어 덕분에 초광대역·초고가 트랜스를 쓰지 않아도 안정화가 가능합니다.
고역에서는 커패시터 C와 6SN7의 입력 커패시턴스가 R과 함께 위상 이동 및 로우 패스 필터 네트워크로 작용합니다. 가청 범위 바로 위에서 양 귀환은 줄어들고 음 귀환으로 바뀌어, 증폭기의 이득을 줄이고, 트랜스포머의 가청 상한 근처에서 위상 변화로 인해 음 귀환 루프에서 발진이 발생하는 것을 방지합니다. 따라서 이 회로에서는 증폭기와 트랜스포머의 대역폭을 일반적인 초음파 범위까지 확장할 필요가 없습니다. 가청 대역 위아래의 특정 주파수에서 피드백 루프의 위상 조건이 모두 양 귀환이 되더라도, 이 주파수에서 루프 이득은 발진을 허용하지 않을 정도로 의도적으로 작게 설정되어 있습니다.
따라서 우리는 (a) 단 두 단계만으로 충분한 이득을 얻을 수 있고, (b) 출력 트랜스포머는 고가의 30달러 이상의 프리미엄 제품이 아니라 표준품을 사용해도 되므로 값 싸면서도, 오늘날 기술로 가능한 모든 품질을 제공하는 증폭기를 얻게 됩니다. 필자는 이 회로를 시도해 보는 사람의 의견을 듣고 싶습니다. 특허 명세서에는 더 이상의 자세한 정보는 없지만, 워싱턴 D.C. 특허청(주소: Washington 25, D.C.)에서 25센트를 내면 사본을 얻을 수 있습니다.
miller combined fb electronics march 1950
