글쓴이 : SOONDORI
“음~ Basic! 너~무 좋아!”
정식 논문은 아닌데? 제목이 ‘Basic Linear Design’일 것으로 짐작되는 문건이 만인 열람의 가치가 있다고 생각하여 기록해 두기. 골수 FM 튜너 마니아에게 유용할, 이런저런 소주제를 다루고 있다.
* URL : https://www.analog.com/media/en/training-seminars/design-handbooks/basic-linear-design/chapter4.pdf (아날로그 디바이스-RF 및 IF에 대한 정리 문서)
● 4장 : RF/IF 회로
서론
휴대폰부터 양방향 호출기, 무선 인터넷 접속에 이르기까지 세상은 무선으로 더욱 연결되고 있습니다. 기술에 관계없이 이러한 장치는 기본적으로 간단한 무선 송수신기(송신기와 수신기)입니다. 대부분의 경우 수신기와 송신기는 그림 4.1(수신기)과 그림 4.2(송신기)에 표시된 슈퍼헤테로다인 무선의 변형입니다.
기본 작동 개념은 다음과 같습니다. 수신기의 경우 안테나에서 나온 신호는 RF 단계에서 증폭됩니다. RF 단계의 출력은 믹서의 입력입니다. 다른 입력은 국부 발진기(LO)입니다. 믹서 출력은 중간주파수(IF)입니다. 여기서 개념은 광대역 고이득 증폭기를 구축하는 것보다 좁은 주파수 대역에서 고이득 증폭기 스트링을 구축하는 것이 훨씬 쉽다는 것입니다. 또한 변조 대역폭은 일반적으로 반송파 주파수보다 훨씬 작습니다. 두 번째 믹서 단계는 신호를 기저대역으로 변환합니다. 그런 다음 신호가 복조됩니다. 변조 기술은 수신기 기술과는 독립적입니다. 변조방식은 진폭 변조(AM), 주파수 변조(FM), 위상 변조 또는 진폭과 위상 변조의 조합인 직교 진폭 변조(QAM, 註 Quadrature Amplitude Modulation)의 일종이 될 수 있습니다.
FM 방송 신호에 관련된 숫자를 생각해 보겠습니다. 반송파 주파수는 98MHz에서 108MHz 사이입니다. IF 주파수는 거의 항상 10.7MHz입니다. 기저 대역은 0Hz에서 15kHz입니다. 이는 오른쪽과 왼쪽 오디오 주파수의 합입니다. 또한 38kHz를 중심으로 하는 변조 대역이 있는데, 이는 왼쪽과 오른쪽 오디오 신호의 차이입니다. 이 차이 신호는 복조되고 합산 신호와 합산되어 별도의 왼쪽과 오른쪽 오디오 신호를 생성합니다.
송신 측에서는 믹서가 주파수를 낮추는 대신 높입니다.
이러한 단순화된 블록 다이어그램은 “True-Power” 회로를 통해 달성되는 송신기 전력 증폭기의 전력 모니터링 및 제어와 같이 이러한 설계에 통합될 수 있는 일부 세부 사항을 무시합니다
기술이 발전함에 따라 IF 샘플링이 급증했습니다. 충분한 성능의 ADC가 개발되어 IF 주파수 범위에서 신호를 샘플링하고 디지털 영역에서 복조가 가능합니다. 이를 통해 믹서 단계를 제거하여 시스템을 단순화할 수 있습니다.
이 장의 주제인 기본 구성 요소 외에도 이러한 회로 블록은 더 큰 주문형 반도체(ASIC)의 구성 요소로 나타나는 경우가 많습니다.
● 섹션 4.1 : 믹서
이상적인 믹서
이상적인 믹서는 그림 4.3에 나와 있습니다. RF(또는 IF) 믹서(비디오 및 오디오 믹서와 혼동하지 마십시오)는 신호를 한 주파수에서 다른 주파수로 변환하는 능동 또는 수동 장치입니다. 신호를 변조하거나 복조할 수 있습니다. 무선 엔지니어의 용어로 Port라고 하는 세 개의 신호 연결이 있습니다. 이 세 개의 포트는 무선 주파수(RF) 입력, 국부 발진기(LO) 입력 및 중간 주파수(IF) 출력입니다
믹서는 주파수 f_RF의 RF 입력 신호를 입력받아 주파수 f_LO의 LO 신호와 혼합하고, 합 주파수와 차 주파수 f_RF ± f_LO로 구성된 IF 출력 신호를 생성합니다. 사용자는 믹서 다음에 오는 대역 통과 필터를 제공하고 합(f_RF + f_LO) 또는 차(f_RF-f_LO) 주파수를 선택합니다.
믹서와 그 용어에 대해 주의해야 할 몇 가지 사항은 다음과 같습니다.
- 합 주파수가 IF로 사용될 때 믹서를 업컨버터라고 하고, 차 주파수가 사용될 때 믹서를 다운컨버터라고 합니다. 전자는 일반적으로 송신 채널에서 사용되고, 후자는 수신 채널에서 사용됩니다.
- 수신기에서 LO 주파수가 RF보다 낮을 때 이를 로우 사이드 주입(Low-Side Injection)이라고 하고 믹서를 로우 사이드 다운컨버터라고 하며, LO가 RF보다 높을 때 이를 하이 사이드 주입(High-Side Injection)이라고 하고, 믹서를 하이 사이드 다운컨버터라고 합니다
- 각 출력은 개별 입력 진폭의 절반(전력의 4분의 1)에 불과하므로 이 이상적인 선형 믹서에서는 6dB의 손실이 발생합니다. (실제 곱셈기에서는 장치의 스케일링 매개변수에 따라 변환 손실이 6dB보다 클 수 있습니다. 여기서는 차원 속성이 없는 수학적 곱셈기를 가정합니다.)
믹서는 능동 또는 수동 기술을 사용하여 여러 가지 방법으로 구현할 수 있습니다.
이상적으로 믹서의 저잡음, 고선형성 목표를 충족하려면 LO 입력에 대한 응답으로 극성 전환 기능을 구현하는 회로가 필요합니다. 따라서 믹서는 RF 신호가 동위상(0°) 및 역위상(180°) 구성 요소로 분할되는 것을 보여주는 그림 4.4로 축소할 수 있습니다. 국부 발진기(LO) 신호에 의해 구동되는 전환 스위치는 동위상 및 역위상 신호를 번갈아 선택합니다. 따라서 필수 요소만 남기고 긴략화시키면 이상적인 믹서는 신호 스위치로 모델링할 수 있습니다.
완벽한 구현에서 이 믹서는 잡음이 없고(스위치 저항이 0임), 최대 신호 진폭에 제한이 없으며, 다양한 RF 신호 간에 혼변조가 발생하지 않습니다. 개념적으로는 간단하지만, 중간 주파수(IF) 출력의 파형은 입력 스펙트럼의 신호 수가 적더라도 매우 복잡할 수 있습니다. 그림 4.5는 11MHz의 단일 입력과 10MHz의 LO를 혼합한 결과를 보여줍니다.
1MHz의 차 주파수에서 원하는 IF는 이 파형에서 여전히 볼 수 있으며, 21MHz의 합도 분명합니다. 이것을 어떻게 분석해야 할까요?
우리는 여전히 곱을 가지고 있지만, 이제 그것은 ωRF에서의 사인파(RF 입력)와 +1 또는 -1 값만 가질 수 있는 변수, 즉 ωLO에서의 단위 구형파의 곱입니다. 후자는 푸리에 급수로 표현될 수 있습니다.
따라서 스위칭 믹서의 출력은 RF 입력이며, 이를 sinωRFt로 단순화할 수 있으며, 사각파에 대한 위의 확장을 곱하면 다음과 같습니다.
이러한 고조파 성분 중 가장 중요한 성분들은 그림 4.6에 그림 4.5에 나타난 파형을 생성하는 데 사용된 특정 사례, 즉 fRF = 11MHz, fLO = 10MHz에 대해 개략적으로 도시되어 있습니다. 2/π 항 때문에 믹서는 이득이 없을 때 최소 3.92dB의 삽입 손실(및 잡음 지수)을 갖습니다.
이상적인 (스위칭) 믹서는 선형 곱셈 믹서와 정확히 동일한 ωLO – ωRF에 대한 이미지 응답 문제를 가지고 있습니다. 이미지 응답은 출력 스펙트럼에 즉시 나타나지 않기 때문에 다소 미묘합니다. 이는 입력 스펙트럼에서 “잘못된” 주파수가 발생할 때까지 기다리는 잠재 응답입니다.
다이오드 링 믹서, Diode Ring Mixer
수년 동안 고성능 애플리케이션에서 가장 일반적인 믹서 토폴로지는 다이오드 링 믹서였으며, 그 중 하나가 그림 4.7에 나와 있습니다. 실리콘 접합, 실리콘 쇼트키 배리어 또는 갈륨 비소 유형일 수 있는 다이오드는 필수적인 스위칭 동작을 제공합니다. 이 회로를 자세히 분석할 필요는 없지만, 다이오드 전도가 충분히 강하여 낮은 잡음을 달성하고 과도한 스퓨리어스 비선형성 없이 큰 신호를 변환할 수 있도록 LO 드라이브가 상당히 높아야 합니다(종종 1와트의 상당한 부분).
다이오드의 높은 비선형 특성으로 인해 세 포트의 임피던스가 제대로 제어되지 않아 매칭이 어렵습니다. 또한 세 포트 사이에 상당한 결합이 있습니다. 이와 LO 포트에 필요한 높은 전력으로 인해 (왜곡된) LO 신호의 일부 성분이 안테나 쪽으로 다시 결합될 가능성이 매우 높습니다. 마지막으로, 이와 같은 수동 믹서는 변환 이득을 제공할 수 없다는 것이 분명해질 것입니다. 이상적인 시나리오에서는 2/π(식 4-4 참조) 또는 3.92dB의 변환 손실이 발생합니다. 실제 믹서는 다이오드의 저항과 변압기의 손실로 인해 더 높은 손실을 보입니다.
이 유형의 믹서 사용자는 레벨 정격으로 신호 처리 성능을 판단하는 데 익숙합니다. 따라서 레벨 17 믹서는 +17 dBm(50 mW)의 LO 구동이 필요하고 최대 +10 dBm(±1 V)의 RF 입력을 처리할 수 있습니다. 이 클래스의 일반적인 믹서는 2 MHz ~ 500 MHz를 포괄하고 공칭 삽입 손실이 6.25 dB(최대 8.5 dB), 최악의 경우 LO-RF 절연이 20 dB, 최악의 경우 LO-IF 절연이 22 dB(이 수치는 250 MHz ~ 500 MHz의 LO 주파수에 대한 것입니다)입니다. 이 부품의 가격은 소량 주문 시 약 10.00달러입니다. 가장 비싼 다이오드 링 믹서조차도 유사한 구동 전력 요구 사항, 높은 손실 및 LO 포트에서의 높은 결합을 갖습니다.
다이오드 링 믹서는 특정 성능 제한이 있을 뿐만 아니라, 적어도 그림 4.7에 표시된 형태로는 집적 회로 기술을 사용하여 제작하기 어렵습니다. 1960년대 중반에 4개의 다이오드를 4개의 트랜지스터로 대체하여 본질적으로 동일한 스위칭 기능을 수행할 수 있다는 것이 밝혀졌습니다. 이는 그림 4.8에 표시된 현재는 고전적인 바이폴라 회로의 기초가 되었으며, 이는 완전 균형 버전의 최소 구성입니다. CMOS 및 GaAs의 변형을 포함하여 수백만 개의 이러한 믹서가 제작되었습니다. 논의는 BJT 형태로 제한할 것이며, 그 예로 Motorola MC1496이 있습니다. 이 믹서는 구조는 매우 초보적이지만 약 25년 동안 세미 디스크리트 수신기 설계의 주류를 이루었습니다.
능동 믹서는 다음과 같은 이유로 매력적입니다.
- 다른 신호 처리 회로와 일체형으로 통합될 수 있습니다
- 다이오드 링 믹서는 항상 삽입 손실이 있는 반면, 이 믹서는 변환 이득을 제공할 수 있습니다. (참고: 능동 믹서에는 이득이 있을 수 있습니다. 예를 들어, 아날로그 디바이스의 AD831 능동 믹서는 식 4-4의 결과를 π/2만큼 증폭하여 RF에서 IF까지 단위 이득을 제공합니다.)
- LO 포트를 구동하는 데 필요한 전력이 훨씬 적습니다.
- 신호 포트 간에 우수한 절연을 제공합니다.
- 부하 정합에 훨씬 덜 민감하여 다이플렉서나 광대역 종단이 필요하지 않습니다.
적절한 설계 기술을 사용하면 3차 인터셉트(3OI 또는 IP3)와 1dB 이득 압축 지점(P1dB)과 총 전력 소비(PD) 간의 균형을 제공할 수 있습니다. (즉, 수동 믹서의 경우 구동 회로에 숨겨진 LO 전력을 포함합니다.)
다음은 참고용.
(▲ 말처럼 되는지를 큐스파이스로 확인하기. OSC = 2Khz 방형파, RF = 10K 싸인파)
(▲ 모두 싸인파. OSC=2Khz, RF=10Khz)
* 관련 글 : Double Balanced Mixer 동작 시뮬레이션
액티브 믹서의 기본적인 작동
전압 영역에서 극성 반전 스위칭 기능을 수행하는 다이오드 링 믹서와 달리 액티브 믹서는 전류 영역에서 스위칭 기능을 수행합니다. 따라서 액티브 믹서 코어(그림 4.8의 트랜지스터 Q3~Q6)는 전류 모드 신호로 구동되어야 합니다. Q1과 Q2로 구성된 전압-전류 변환기는 베이스 단자에서 전압 모드 RF 신호를 수신하고 컬렉터에서 차동 전류 쌍으로 변환합니다
따라서 액티브 믹서와 다이오드 링 믹서의 두 번째 차이점은 액티브 믹서는 입력 전압의 크기에만 반응하고 입력 전력에는 반응하지 않는다는 것입니다. 즉, 액티브 믹서는 소스와 매칭되지 않습니다. (매칭의 개념은 특정 포트의 전류와 전압이 모두 해당 포트를 구성하는 회로에서 사용된다는 것입니다.) 바이어스 전류(IEE)를 변경함으로써 입력 쌍 Q1-Q2의 트랜스컨덕턴스를 넓은 범위로 설정할 수 있습니다. 이 기능을 사용하여 액티브 믹서는 가변 이득을 제공할 수 있습니다.
세 번째 차이점은 출력(Q3-Q6의 컬렉터)이 전류 형태이며 입력에서 사용되는 것과 다른 임피던스 레벨의 전압으로 다시 변환될 수 있다는 것입니다. 따라서 더 많은 이득을 제공할 수 있습니다. 두 출력 전류를 결합하면(일반적으로 변압기 사용) 이 전압 이득을 두 배로 높일 수 있습니다. 마지막으로, 특히 LO 포트에서 RF 포트까지의 다양한 포트 간 절연은 포트 사이에 존재하는 역방향 바이어스 접합으로 인해 다이오드 링 믹서에서 달성할 수 있는 것보다 본질적으로 훨씬 낮다는 것이 분명해집니다.
간단히 설명하면, 동작 원리는 다음과 같습니다. Q1과 Q2의 베이스 사이에 전압 차이가 없을 때, 이 두 트랜지스터의 컬렉터 전류는 본질적으로 동일합니다. 따라서 LO 입력에 전압을 인가해도 출력 전류는 변하지 않습니다. RF 입력에 작은 DC 오프셋 전압이 존재하는 경우(일반적으로 Q1과 Q2의 이미터 영역의 부정합으로 인해), 이는 LO 신호가 IF 출력으로 소량 피드스루되는 현상만 발생하며, 이는 첫 번째 IF 필터에 의해 차단됩니다.
반대로, RF 포트에 RF 신호가 인가되지만 LO 입력에 전압 차이가 인가되지 않으면 출력 전류는 다시 평형을 이룹니다. 작은 오프셋 전압(Q3-Q6의 이미터 부정합으로 인해)은 IF 출력으로 일부 RF 신호 피드스루를 유발할 수 있습니다. 이전과 마찬가지로 이는 IF 필터에 의해 제거됩니다. 신호가 RF 및 LO 포트 모두에 인가될 때만 출력에 신호가 나타나므로 이를 이중 평형 믹서라고 합니다.
액티브 믹서는 다른 방식으로 이득을 실현할 수 있습니다. 50Ω 소스를 믹서의 (일반적으로) 높은 입력 임피던스로 변환하는 데 사용되는 매칭 네트워크는 임피던스 변환을 제공하고, 따라서 임피던스 승압으로 인한 전압 이득을 제공합니다. 따라서 입력이 광대역 50Ω 종단에서 종단될 때 손실이 발생하는 액티브 믹서는 입력 매칭 네트워크를 사용하면 “이득”을 얻을 수 있습니다.
● 참고 문헌
1. Barrie Gilbert, ISSCC Digest of Technical Papers 1968, pp. 114-115, February 16, 1968.
2. Barrie Gilbert, Journal of Solid State Circuits, Vol. SC-3, December 1968, pp. 353-372.
3. C.L. Ruthroff, Some Broadband Transformers, Proc. I.R.E., Vol.47, August, 1959, pp.1337-1342.
4. James M. Bryant, Mixers for High Performance Radio, Wescon 1981: Session 24 (Published by Electronic Conventions, Inc., Sepulveda Blvd., El Segundo, CA)
5. P.E. Chadwick, High Performance IC Mixers, IERE Conference on Radio Receivers and Associated Systems, Leeds, 1981, IERE Conference Publication No. 50.
6. P.E. Chadwick, Phase Noise, Intermodulation, and Dynamic Range, RF Expo, Anaheim, CA, January, 1986.
7. AD831 Data Sheet, Rev. B, Analog Devices.
* 관련 글 : Analog Devices Basic Linear Design의 일부 (2), 아날로그 곱셈기
